驱动双向可控硅有很多控制电路可以考虑，前提是隔离电路。图1中的两个双向可控硅的参考电压不同，所以隔离控制电路应该使用光耦双向可控硅或脉冲变压器。两个电路的工作方式不同，产生的EMI噪声也不相同。

图 2 所示是一个光耦双向可控硅驱动电路。当光耦双向可控硅LED激活时（即当微控制器I/O引脚置于高边时），通过R1施加双向可控硅栅极电流。电阻R2连接在双向可控硅G与A1端子之间，用于分流瞬变电压在光耦双向可控硅寄生电容上产生的电流。通常使用50-100欧姆的电阻器。

该电路的工作原理是在每个电流过零点（如图2所示）上产生峰值电压，即便光耦双向可控硅内置电压过零电路也是如此。

 

事实上，在光耦双向可控硅电路内，双向可控硅的 A1和 A2端子之间必须有电压，才能向栅极上施加电流。双向可控硅导通时的电压降接近1V或1.5 V，这个压降值不足以向栅极施加电流，因为该压降小于光耦双向可控硅压降与G-A1结压降之和（两者的压降都高于1V)。因此，每当负载电流过零点时，没有电流施加到栅极，双向可控硅关断。

当双向可控硅关断时，线路电压施加在双向可控硅的端子上，该电压必须将VTPeak 电压提高到足够高，才能使施加的栅极电流达到双向可控硅IGT电流值。

图2实验使用了一个T2550-12G双向可控硅(25 A，1200 V，50 mA IGT)，最高峰值电压等于7.5 V(在负电压转换过程中)。假设 G-A1结和光耦双向可控硅的典型压降分别为0.8 V和1.1 V，这个实验使用一个200欧姆电阻器R1取得28 mA栅极电流。对于我们所用样品，这个电流是第三象限(负电压VT 和负栅极电流)导通所需的电流IGT。

如果样品的IGT电流接近最大指定值(50 mA)，VTPeak 电压将会更高。因为IGT 值随着温度降低而升高，如果双向可控硅的结温较低， VTPeak 电压将会更高。

因为VTPeak电压的频率是线路电压频率的两倍(若市电50 Hz ，则该电压频率是100 Hz)，其EMI噪声辐射超出了EN 55014-1电器设备和电动工具标准规定的辐射限制。还应指出地是，这个噪声只在双向可控硅导通时才会出现。只要绕过继电器，噪声就会消失。EN 55014-1断续干扰限制规定与反复率(或“click”)有关，即混合式继电器的工作频率和干扰时长。

为避免这些电压峰值，在光耦双向可控硅与脉冲变压器之间优先选择脉冲变压器。在变压器二次侧增加一个整流全桥和一个电容器，用于修平整流电压，为驱动双向可控硅栅极提供直流电流。因此，在电流过零点不再有尖峰电压，不过，当导通状态从机电继电器转换到双向可控硅时，还会发生电磁干扰。只有在混合式继电器关闭时才会发生导通转换。图 3.a描述了这个阶段发生的尖峰电压；时间恰好是在双向可控硅导通时，整个负载电流从继电器突然切换到双向可控硅。图 3.b图所示是双向可控硅上电流上升过程的放大图。dIT/t速率接近8 A/µs。双向可控硅被触发时还没有导通（因为全部电流还是流经机械继电器），当电流开始流经可控硅时，硅衬底具有很高的电阻。高电阻将会产生高峰值电压，在图3使用T2550-12G进行的实验中，该峰压为11.6 V。

在双向可控硅开始导通后，其硅结构的正反面P-N结将向硅衬底注入少数载流子，这会降低衬底的电阻，将通态电压降至约1V-1.5 V。

这种现象与PIN二极管上的峰值压降现象相同，导通时电流上升速率高，所以PIN二极管数据手册给出VFP 峰压，该参数大小与适用的dI/dt参数有关，如果是高频开关应用，该参数将会影响能效。在混合式继电器中，VFP 电压只在继电器关闭时才会出现，计算功率损耗时无需考虑。

还应注意地是，既然VFP 现象是因注入少数载流子以控制衬底电阻所用时间造成的，1200V的双向可控硅的VFP高于800V解决方案的VFP，例如，T2550-8。因此，必须精心挑选器件所能承受的VFP电压，因为过高的余量将会导致双向可控硅导通时峰压较高。

虽然峰压实际测量值高于在光耦双向可控硅电路上测量到的峰压，但是，因为这种现象只是在混合式继电器关闭时每周期出现一次，且持续时间只有几毫秒，所以，EMI电磁干扰还是降低了。尽管脉冲变压器使用昂贵的铁氧磁芯，体积大，成本高，考虑到这个原因，脉冲变压器驱动电路依然是首选。